Técnicas de medición y excitación del transductor / sensor

Introducción Los transductores de entrada o sensores se clasifican como activos o pasivos. Los sensores pasivos, como los termopares o fotodiodos (en el modo de salida de voltaje) son dispositivos de dos puertos que transforman la energía física en energía eléctrica directamente, generando señales de salida sin la necesidad de una fuente de excitación. Los sensores activos (como los circuitos activos en general) requieren una fuente externa de excitación. Se pueden encontrar ejemplos en la clase de sensores basados ​​en resistencias, como termistores, RTD (detectores de temperatura de resistencia) y galgas extensiométricas; requieren una corriente o voltaje para la excitación con el fin de producir una salida eléctrica. Este artículo considerará una variedad de métodos de excitación que se pueden usar en aplicaciones de sensores / transductores activos y mostrará algunos circuitos típicos. La discusión incluye los beneficios y las deficiencias de las técnicas de excitación de CA y CC que utilizan corriente y voltaje. La medición precisa de señales analógicas de bajo nivel con un sistema de adquisición de datos generalmente requiere más que simplemente conectar la salida del transductor al circuito de acondicionamiento de señal y luego al convertidor analógico a digital. Para mantener una alta resolución y precisión dentro del sistema de medición, el diseñador debe tener cuidado al seleccionar la fuente de excitación para el transductor y en el esquema de cableado de campo utilizado para transmitir la señal analógica de bajo nivel desde el transductor al A / D. convertidor. La Figura 1 muestra un diagrama de bloques generalizado de un sistema de adquisición de datos basado en transductores. La integridad de los datos adquiridos en estos sistemas depende de todas las partes de la ruta de la señal analógica que se muestra aquí. Figura 1. Sistema típico de adquisición de datos basado en transductores. Para una fuente de excitación determinada, el diseñador del sistema se enfrenta al desafío de medir la señal de salida y tratar los problemas que puedan surgir. Por ejemplo, la resistencia del cableado y la captación de ruido se encuentran entre los mayores problemas asociados con las aplicaciones basadas en sensores. Hay una variedad de técnicas de medición disponibles para su empleo en la búsqueda del rendimiento óptimo del sistema de medición. Las opciones principales incluyen radiométrica vs. funcionamiento no radiométrico y 2 hilos vs. Conexiones de fuerza / detección Kelvin de 3 y 4 cables. Técnicas de excitación Los transductores activos se pueden excitar usando una corriente o voltaje controlados. La elección entre excitación de voltaje y corriente queda generalmente a discreción del diseñador. En los sistemas de adquisición de datos, no es raro ver que la excitación de voltaje constante se use para sensores de tensión y presión, mientras que la excitación de corriente constante se usa para excitar sensores resistivos como RTD o termistores. En entornos industriales ruidosos, la excitación de corriente es generalmente preferible debido a su mejor inmunidad al ruido. Las fuentes de excitación de CA o CC se pueden utilizar en aplicaciones de transductores; cada uno ofrece ventajas y desventajas. Las ventajas asociadas con la excitación de CC incluyen la simplicidad de implementación y el bajo costo. La desventaja de la excitación de CC incluye la dificultad de separar la señal real de los errores de CC no deseados debido a compensaciones y efectos de termopar inducidos por parásitos. Las compensaciones de CC no son fijas; varían de manera impredecible debido a la variación de temperatura y las fuentes de ruido tanto térmico como 1 / f. Aunque las técnicas de excitación de CA son más caras de implementar, ofrecen muchos beneficios de rendimiento. La excitación de CA funciona de manera similar al esquema de corte utilizado en los amplificadores de precisión; se utiliza ventajosamente en circuitos de acondicionamiento de señales de transductores para eliminar errores de compensación, promediar el ruido 1 / fy eliminar los efectos debidos a termopares parásitos. Con una menor sensibilidad al ruido 1 / f, se puede producir una señal de salida discernible con corrientes o voltaje de excitación mucho más bajos. La disminución de la excitación significa que los efectos de autocalentamiento del flujo de corriente en los sensores resistivos pueden reducirse en gran medida. Dado que se trata de un ancho de banda relativamente estrecho, también es probable que la excitación de CA también ofrezca una mayor inmunidad a la interferencia de RF que la excitación de CC. Hay dos factores principales en la selección de una fuente de excitación que mejorará el rendimiento general del sistema. Primero, resolución: la magnitud de la excitación debe ser suficiente para que el cambio mínimo en la variable que se mide produzca una salida del transductor que sea lo suficientemente grande como para superar el ruido y la compensación en el sistema. Segundo, nivel de potencia: si el sensor es resistivo, el diseñador debe asegurarse de que los efectos de autocalentamiento de la corriente de excitación que fluye a través del transductor no afecten adversamente los resultados medidos. Operación radiométrica versus no radiométrica La Figura 2 muestra una configuración radiométrica en una aplicación de transductor de puente. La misma fuente de referencia se utiliza tanto para la excitación del transductor como para el convertidor A / D. Un cambio porcentual dado en la excitación se contrarresta con el mismo cambio porcentual en el proceso de conversión (o viceversa). El código de salida de ADC, DOUT, es una representación digital de la relación entre la entrada del convertidor, AIN, y su referencia, VREF. Dado que la entrada al convertidor y su referencia se derivan de la misma fuente de excitación, los cambios en la excitación no introducen errores de medición. Por lo tanto, en configuraciones radiométricas, si la variable que mide el transductor no cambia, el código de salida digital del ADC es inmune a las variaciones en la excitación del puente. Por esta razón, no es necesaria una referencia estable precisa para lograr mediciones precisas. La operación radiométrica es muy poderosa; permite la medición y el control, utilizando la alimentación analógica del sistema, para obtener una precisión independiente de la estabilidad de las referencias de tensión o las fuentes de excitación. Debido a que el rechazo de la fuente de alimentación de la mayoría de los ADC es bastante alto, las desviaciones en el voltaje de la fuente de alimentación no afectan negativamente la medición. Figura 2. Operación radiométrica en una aplicación de transductor de puente. La Figura 3 demuestra la desventaja de la operación no ratiométrica de cd. Muestra una configuración típica no radiométrica en una aplicación de transductor de puente. Como en la aplicación anterior, el ADC genera un código digital, DOUT, la relación de AIN a VREF. En este ejemplo, el código de salida es sensible a los cambios relativos entre la excitación del puente y el voltaje de referencia. Cualquier cambio en el voltaje de excitación resulta en un cambio en el voltaje de entrada analógica visto por el ADC. Dado que la referencia es independiente de la excitación, el código de salida digital reflejará la excitación modificada. Los circuitos no radiométricos son principalmente adecuados para aplicaciones que requieren mediciones contra una referencia absoluta, o donde un solo convertidor sirve a una variedad de entradas analógicas no relacionadas. Dado que los cambios en la referencia, excitación, etc., no se eliminarán, sino que se reflejarán en la medición, se requieren referencias y fuentes de excitación altamente precisas, precisas y estables para la mayoría de las aplicaciones. Figura 3. Operación no radiométrica en una aplicación puente-transductor. En el diseño de sistemas de adquisición de datos de alta resolución, los diseñadores siempre deben tener en cuenta la rentabilidad de la operación radiométrica siempre que su uso sea factible. Configuraciones de cableado Existe una variedad de configuraciones de cableado que se pueden emplear cuando se conecta a sensores resistivos como RTD y termistores en aplicaciones de medición de temperatura. Las conexiones básicas de 2, 3 y 4 cables se muestran en la Figura 4. ¿Por qué están disponibles estos formatos, con sus diversas complejidades y costos? La resistencia del cable conductor puede introducir errores de medición significativos si no se toman las precauciones adecuadas para eliminarlos, particularmente en aplicaciones RTD de 100 W de baja resistencia. En los circuitos RTD, una corriente controlada (generalmente constante) pasa a través del sensor, una resistencia cuya resistencia aumenta de manera gradual, repetida y aproximadamente linealmente con la temperatura. A medida que aumenta su resistencia, aumenta su caída de voltaje y, aunque pequeña, se puede medir sin dificultad. En una aplicación ideal, el voltaje medido solo debe incluir el aumento de la resistencia del propio sensor. Sin embargo, en la práctica, especialmente en configuraciones de dos cables, la resistencia real entre los terminales del sensor en el punto de medición incluye las resistencias tanto del sensor como de los cables conductores. Si la resistencia del cable conductor se mantuviera constante, no afectaría la medición de temperatura. Sin embargo, la resistencia del cable cambia con la temperatura; ya medida que cambian las condiciones ambientales, la resistencia del cable también cambiará, introduciendo errores. Si el sensor es remoto y el cable es muy largo, esta fuente de error será significativa en aplicaciones RTD, donde el valor nominal del sensor será 100 W o 1 kW, y los cambios incrementales son típicamente del orden de 0.4% / ° C . Las aplicaciones de termistor, donde los valores nominales de resistencia del sensor son más altos que para los RTD, tienden a ser menos sensibles a la resistencia de los cables, ya que los cables contribuyen con menos error. Figura 4. Configuraciones de cableado típicas para sensores basados ​​en resistencia. La configuración de 2 cables que se muestra a la izquierda es la menos precisa de los tres sistemas que se muestran arriba, porque la resistencia del cable conductor, 2RL, y su variación con la temperatura contribuyen con errores de medición significativos. Por ejemplo, si la resistencia del cable de cada cable es de 0.5 W en cada cable, RL agrega un error de 1 W a la medición de resistencia. Usando un RTD de 100 W con a = 0.00385 / ° C, la resistencia representa un error inicial de 1 W / (0.385W / ° C) o 2.6 ° C, y la variación de la resistencia del cable con la temperatura ambiente contribuye a errores adicionales. La configuración de 3 cables en la Figura 4 ofrece mejoras significativas sobre la configuración de 2 cables debido a la eliminación de un cable conductor de corriente. Si el cable de medición que regresa a V (+) se alimenta a un nodo de alta impedancia, no fluye corriente en este cable y no se introduce ningún error de cableado. Sin embargo, la resistencia del conductor y las características térmicas del cable de retorno del RTD a V (-) e I (-) aún presentan errores, por lo que los errores se han reducido a la mitad del error en un sistema de dos cables. La configuración de 4 cables de la Figura 4 ofrece el mejor rendimiento, en términos de precisión y simplicidad, en comparación con las configuraciones de 2 y 3 cables. En esta aplicación, los errores debidos a la resistencia del cable conductor y los efectos del calentamiento térmico se eliminan midiendo la temperatura directamente en el RTD. Los cables de retorno del RTD generalmente están respaldados por un circuito de alta impedancia (amplificador / convertidor analógico a digital) y, por lo tanto, no fluye corriente en los cables de retorno y no se introduce ningún error. Si se encuentran disponibles dos fuentes de corriente combinadas, es posible diseñar sistemas de 3 cables que eliminen esencialmente cualquier resistencia del cableado o efectos térmicos. Un ejemplo, usando el convertidor AD7711, se muestra en la Figura 5. La excitación es proporcionada por la corriente de la fuente de corriente superior de 200 µA, que fluye a través de la resistencia del cable de conexión, RL1. La fuente de corriente más baja proporciona una corriente que fluye a través del otro cable de medición, con resistencia RL2, creando una caída de voltaje esencialmente igual y opuesta a la caída a través de RL1, y la cancela cuando se mide diferencialmente. La suma de las dos corrientes fluye inofensivamente a través del cable de retorno (RL3) a tierra (la medición diferencial ignora el voltaje de modo común). La corriente de 200 µA, que fluye a través de la resistencia en serie de 12.5 kW, desarrolla un voltaje que se utiliza como referencia para el convertidor, proporcionando una medida radiométrica. Figura 5. Eliminación de errores debidos a la resistencia del cableado de campo en aplicaciones RTD de 3 cables. El AD7711, un ADC sigma-delta de alta resolución, convierte el voltaje del RTD en digital. El AD7711 es una opción ideal de convertidor para esta aplicación; Ofrece una resolución de 24 bits, un amplificador de ganancia programable en chip y un par de fuentes de corriente de excitación RTD emparejadas. Como se desprende del ejemplo, se puede construir una solución completa sin la necesidad de componentes de acondicionamiento de señal adicionales. Excitación de CA La Figura 6 muestra algunas de las fuentes de error del sistema asociadas con la excitación de CC y la medición en una aplicación de sensor de puente. En este circuito puente, no es posible distinguir qué parte de la salida de CC (y baja frecuencia) del amplificador proviene realmente del puente y cuánto se debe a las señales de error. Los errores introducidos por el ruido 1 / f, los termopares parásitos y las compensaciones del amplificador no pueden tratarse a menos que se utilice algún método para diferenciar la señal real de estas fuentes de error. La excitación de CA es una buena solución a este problema. Figura 6. Fuentes de error asociadas con la excitación de CC en un sistema de medición de transductor de puente. Las señales de un transductor puente, que dependen de la excitación, suelen ser pequeñas. Si la excitación es de 5 V y la sensibilidad del puente es de 3 mV / V, la señal de salida máxima es de 15 mV. Las fuentes de degradación de la información proporcionada por estas señales de bajo nivel incluyen ruido (tanto térmico como 1 / f), voltaje de termopares parásitos y errores de compensación del amplificador. Por ejemplo, existen termopares parásitos en el cableado del circuito normal. Las uniones entre la soldadura de estaño-plomo y las trazas de la placa de circuito impreso de cobre pueden introducir efectos de termopar de 3 a 4 µV / ° C, si existen gradientes térmicos en todo el circuito. También existirán uniones de termopar entre las trazas de cobre de la placa de circuito y los pines kovar del amplificador, lo que genera errores de voltaje de hasta 35 µV / ° C. En un sistema de adquisición de datos de alta resolución, estos errores de termopar, junto con los errores de compensación del amplificador y el ruido en el sistema, se sumarán a un error significativo de CC y de baja frecuencia. La excitación de CA es un enfoque poderoso para separar estos errores de la señal. Al usar una onda cuadrada para la excitación de CA, con la polaridad de la señal de excitación invertida entre las mediciones, los errores de CC inducidos se pueden cancelar de manera efectiva. Este esquema de corte también tiene el efecto de eliminar el ruido 1 / f, que es dominante a bajas frecuencias (cc a unos pocos Hz) en estas aplicaciones. Figura 7. Configuración de puente típica que emplea excitación de CA. La Figura 7 muestra cómo se puede configurar un puente para excitación de CA. La polaridad del voltaje de excitación al puente se invierte en ciclos alternos, utilizando los transistores Q1 a Q4 para realizar la conmutación. Todos los errores de CC inducidos y de baja frecuencia se han agrupado como EOS. Durante la fase 1, Q1 y Q4 están encendidos mientras que Q2 y Q3 están apagados; la salida, VOUT, viene dada por (VA + EOS). Durante la fase 2, Q2 y Q3 están encendidos mientras que Q1 y Q4 están apagados, con la salida, VOUT, representada por (-VA + EOS). La salida real es la suma de las dos fases, dando VOUT = 2 × VA. Las señales de control para la excitación de CA deben ser señales de reloj que no se superpongan. Este esquema elimina los errores asociados con la excitación de CC a expensas de un diseño más complejo. La Figura 8 muestra una aplicación de transductor puente utilizando el ADC transductor puente AD7730, que incluye en el chip todos los circuitos necesarios para implementar la excitación de CA y producir el resultado de salida calculado después de la conmutación de la excitación. Figura 8. Aplicación de puente excitado por CA mediante convertidor sigma-delta AD7730. El ADC sigma-delta AD7730 es un front-end analógico completo para aplicaciones de medición de presión y básculas de pesaje. Operando con una sola fuente de + 5-V, ​​acepta señales de bajo nivel directamente desde un transductor y emite una palabra digital en serie. La señal de entrada se aplica a un extremo frontal de ganancia programable patentado, basado en un modulador analógico. Un filtro digital programable de paso bajo con corte de filtro ajustable, velocidad de salida y tiempo de estabilización procesa la salida del modulador. Hay dos entradas analógicas de ganancia programable diferencial con búfer, así como una entrada de referencia diferencial. Acepta cuatro rangos de entrada analógica unipolar y bipolar de 10 mV a 80 mV de escala completa. La resolución de pico a pico que se puede lograr directamente es de 1 en 230,000 recuentos. Un DAC de 6 bits en el chip permite la compensación del voltaje de tara en aplicaciones de báscula. La interfaz en serie del dispositivo se puede configurar para funcionamiento con tres cables y es compatible con microcontroladores y procesadores de señales digitales. El AD7730 contiene opciones de autocalibración y calibración del sistema, y ​​presenta una desviación de compensación de menos de 5 nV / ° C y una desviación de ganancia de menos de 2 ppm / ° C. Con este nivel de rendimiento de deriva, la calibración en el campo suele ser innecesaria. En la Figura 8, los transistores Q1 a Q4 realizan la conmutación del voltaje de excitación. Estos transistores pueden ser transistores bipolares o MOS emparejados discretos, o se puede usar un chip controlador de puente dedicado como el 4427 de Micrel para realizar la tarea. Dado que la tensión de entrada analógica y la tensión de referencia se invierten en ciclos alternos, el AD7730 debe sincronizarse con estas inversiones de la tensión de excitación. Para la conmutación síncrona, proporciona las señales de control lógicas para conmutar la tensión de excitación. Estas señales son las salidas CMOS no superpuestas, ACX y ACX. Uno de los problemas que se encuentran con la excitación de CA es el tiempo de estabilización de las señales de entrada analógicas después de la conmutación, especialmente en aplicaciones donde hay cables largos desde el puente hasta el AD7730. El convertidor podría producir datos erróneos porque está procesando señales que no están completamente asentadas. En consecuencia, el usuario puede programar un retardo de hasta 48.75 µs entre la conmutación de las señales ACX y el procesamiento de datos en las entradas analógicas. El AD7730 también escala la frecuencia de conmutación ACX de acuerdo con la tasa de actualización de salida. Esto evita cambiar el puente a una velocidad innecesariamente más rápida de la que requiere el sistema. La capacidad del AD7730 para manejar voltajes de referencia que son los mismos que los voltajes de excitación es particularmente útil en excitación de CA, donde las disposiciones del divisor de resistencia en la entrada de referencia se suman al tiempo de establecimiento asociado con la conmutación. La excitación de CA se puede utilizar eficazmente para eliminar los efectos del autocalentamiento en aplicaciones de medición de temperatura que utilizan sensores resistivos. Cuando se mide la temperatura con un RTD, la corriente de excitación en sí misma (por pequeña que sea) produce un calentamiento I2R o Joule, lo que produce una temperatura indicada algo más alta que la temperatura que se está midiendo. El grado de autocalentamiento depende en gran medida del medio en el que se sumerge el RTD. Un RTD se autocalentará a una temperatura mucho más alta en aire en calma que en agua en movimiento. Con la excitación de CC comúnmente utilizada, la corriente de excitación a través del sensor debe ser lo suficientemente grande para que el cambio de temperatura más pequeño que se va a medir dé como resultado un cambio de voltaje que exceda el ruido del sistema, la compensación y la deriva del sistema. Las corrientes de excitación necesarias para superar estos errores suelen ser de 1 mA o más. La potencia disipada en el RTD hace que su temperatura aumente, introduciendo errores de deriva en la medición, lo que reduce la precisión del sistema. Por ejemplo, el uso de una fuente de excitación de CC de 1 mA con un RTD de 1 kW que tiene un efecto de autocalentamiento de 0.05 ° C / mW da como resultado un error de deriva de 0.5 ° C. Dado que una fuente de excitación de CA reducirá los efectos de desviación y deriva, se pueden utilizar corrientes de excitación mucho más pequeñas en muchas aplicaciones. Por lo tanto, la disminución de la corriente de excitación no solo reduce los efectos de autocalentamiento en el RTD (¡por el cuadrado de la reducción de la corriente!); también reduce los errores de salida de CC y de baja frecuencia asociados, como se indicó anteriormente. Figura 9. Eliminando los efectos de autocalentamiento en aplicaciones de medición de temperatura RTD usando excitación de CA y el ADC AD7730. La Figura 9 muestra el convertidor sigma delta de alta resolución AD7730 utilizado para la medición de RTD excitada por CA. En esta aplicación, el AD7730 se opera con suministros divididos, es decir, AVDD y DVDD están en potenciales separados, y AGND y DGND están en potenciales separados. Con esta disposición, es necesario que AVDD o DVDD no exceda AGND en 5.5V. Por lo tanto, cuando se opera con suministros analógicos de ± 2.5 V, el DVDD debe restringirse a +3 V con respecto a la tierra digital, que es la tierra del sistema. La salida ACX del AD7730, que controla la inversión de la corriente en esta aplicación, se establece con respecto a los suministros AVDD y AGND. Cuando ACX es alto, una corriente de 100 µA fluye a través del RTD en una dirección; cuando ACX es bajo, la corriente de 100 µA fluye en la dirección opuesta a través del RTD. La fuente de corriente de polaridad conmutada se desarrolla utilizando amplificadores operacionales U1 y U2 en una configuración estándar de conversión de voltaje a corriente. El AD7730, configurado para su modo de excitación de CA, produce una onda cuadrada en su salida ACX. Durante el proceso de conversión, el ADC toma dos resultados de conversión, uno en cada fase de la señal ACX, y los combina dentro del ADC para producir una palabra de salida de datos que representa la temperatura medida. Por ejemplo, si la salida del RTD durante la fase uno de la señal ACX es de 10 mV y existe un error de CC inducido por el circuito de 1 mV debido a termopares parásitos, el ADC mide 11 mV. Durante la segunda fase, la corriente de excitación se invierte y el ADC mide -10 mV del RTD, y nuevamente ve un error de CC de + 1 mV, lo que da una salida de ADC de -9mV durante esta fase. Estas medidas se procesan dentro del ADC (11 mV - (- 9mV) / 2 = 10mV), eliminando así los errores inducidos por CC dentro del sistema. La excitación de CA permite que las corrientes cercanas a 100 µA se utilicen eficazmente en aplicaciones de RTD, como se muestra en la figura 9, reduciendo sustancialmente los efectos de autocalentamiento. Debido a que el voltaje de referencia del convertidor se desarrolla usando la corriente de excitación, la resistencia del RTD se mide ratiométricamente. Por lo tanto, los valores de resistencia externa en el convertidor de voltaje a corriente no afectan la precisión del sistema, ya que el valor exacto de la corriente de excitación no es crítico, alrededor del 1%. Por lo tanto, serán suficientes resistencias de 100 ppm / ° C. Sin embargo, la resistencia de RREF, que usa la corriente para desarrollar el voltaje de referencia del ADC, debe ser estable frente a la temperatura para evitar errores inducidos por referencia en la salida de medición. Con el circuito que se muestra, los rangos de temperatura medidos de -200 ° C a + 200 ° C pueden adaptarse fácilmente. Dado que la captación de frecuencia de línea puede producir compensaciones si el corte se realiza en la frecuencia de línea (50 o 60 Hz), se sugiere la operación del interruptor a 57 Hz asíncronos (donde ocurre un filtro nulo). Se pueden lograr resoluciones de pico a pico de 16 bits cuando se utiliza el AD7730 en su rango unipolar de 0-20 mV con una frecuencia de actualización de 57 Hz. Otro beneficio importante de usar el AD7730 en aplicaciones RTD es su inmunidad tanto a campos eléctricos radiados como a ráfagas transitorias rápidas (EFT). Cuando se opera en un entorno ruidoso, se recomienda utilizar el AD7730 en su modo de corte. Las técnicas de estabilización del picador utilizadas en el AD7730 eliminan el desplazamiento y minimizan la deriva del desplazamiento. Cuando el AD7730 se opera en modo CHOP, la cadena de señal, incluido el filtro de la primera etapa, se corta. Esto reduce el rendimiento general de la deriva a menos de 5 nV / ° C. El AD7730 puede funcionar en presencia de campos eléctricos (1 V / ma 3 V / m) de 30 MHz a 1 GHz con desplazamiento plano en todo el rango de frecuencia. Sin cortar, el rendimiento de compensación se degrada en presencia de un campo eléctrico y se desvía con la frecuencia. Resumen Al diseñar sistemas de adquisición de datos de alta resolución, se debe tener cuidado al seleccionar el método de excitación, la fuente de excitación para el transductor y el esquema de cableado de campo utilizado para transportar la señal analógica de bajo nivel desde el transductor al convertidor A / D. Los transductores se pueden excitar con corriente o voltaje de CA o CC. La CC se utiliza más que la CA para la excitación, porque los sistemas que utilizan la excitación de CC son más fáciles de implementar y solucionar; pero tienen varios inconvenientes. La magnitud de la excitación en el sensor debe ser suficiente para que el cambio más pequeño que se va a medir dé como resultado un cambio de voltaje que exceda el ruido, la compensación y la deriva del sistema. Si se esperan grandes errores de CC y ruido de baja frecuencia, la excitación de CA es útil. La fuente de excitación se enciende en ciclos alternos y las amplitudes resultantes se miden y promedian para proporcionar un resultado de conversión. Por lo tanto, la excitación de CA elimina los efectos del ruido 1 / fy los efectos de termopar parásitos inducidos por CC en una cadena de señal. Esto permite que la excitación se reduzca en gran medida, reduciendo a su vez los errores introducidos por el autocalentamiento en los sensores basados ​​en resistencias. Estos beneficios generalmente superan las desventajas de un costo de implementación algo más alto y el cuidado que se debe tener para garantizar un asentamiento adecuado antes de realizar una medición. Se encuentran disponibles opciones de configuraciones de cableado del sensor, que incluyen de 2 a 4 cables, según la precisión requerida. Las configuraciones de cuatro cables ofrecen la mejor precisión al eliminar los errores debidos a la resistencia del cable conductor y los efectos térmicos en el cableado. Los sistemas se pueden configurar con excitación y referencias comunes (radiométricas) o con referencias independientes (no radiométricas). Se prefiere la radiométrica porque permite la medición y el control con una precisión mayor que la estabilidad de las referencias de voltaje o fuentes de excitación. Las mediciones son insensibles a las variaciones de excitación.

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