Diseño de radio de factor de forma pequeño de banda X y Ku

Muchos sistemas electrónicos aeroespaciales y de defensa en los campos de comunicaciones por satélite, radar y EW / SIGINT han requerido durante mucho tiempo el acceso a una parte, o todas, de las bandas de frecuencia X y Ku. A medida que estas aplicaciones se trasladan a plataformas más portátiles, como vehículos aéreos no tripulados (UAV) y radios portátiles, es fundamental desarrollar nuevos diseños de radio de baja potencia y factor de forma pequeño que operen en las bandas X y Ku, mientras se mantienen niveles muy altos de rendimiento. Este artículo describe una nueva arquitectura de FI de alta frecuencia que reduce drásticamente el tamaño, el peso, la potencia y el costo tanto del receptor como del transmisor sin afectar las especificaciones del sistema. La plataforma resultante también es más modular, flexible y definida por software que los diseños de radio existentes. Introducción En los últimos años, ha habido un impulso cada vez mayor para lograr anchos de banda más amplios, mayor rendimiento y menor potencia en los sistemas de RF, todo mientras se aumenta el rango de frecuencia y se disminuye el tamaño. Esta tendencia ha sido un impulsor de las mejoras tecnológicas, que han permitido una mayor integración de los componentes de RF de lo que se ha visto antes. Hay muchos factores que impulsan esta tendencia. Los sistemas de comunicaciones por satélite están viendo velocidades de datos deseadas de hasta 4 Gbps para admitir la transmisión y recepción de terabytes de datos recopilados por día. Este requisito impulsa a los sistemas a operar en las bandas Ku y Ka debido al hecho de que los anchos de banda más amplios y las velocidades de datos más altas son más fáciles de lograr en estas frecuencias. Esta demanda significa una mayor densidad de canales y un ancho de banda más amplio por canal. Otra área de requisitos de rendimiento cada vez mayores es la inteligencia artificial y las señales. Las tasas de escaneo para tales sistemas están aumentando, lo que genera la necesidad de sistemas que tengan un PLL de ajuste rápido y una amplia cobertura de ancho de banda. El impulso hacia sistemas de menor tamaño, peso y potencia (SWaP) y más integrados surge del deseo de operar dispositivos portátiles en el campo, así como de aumentar la densidad de canales en grandes sistemas de ubicación fija. El avance de las matrices en fase también se posibilita mediante una mayor integración de los sistemas de RF en un solo chip. A medida que la integración empuja a los transceptores cada vez más pequeños, permite que cada elemento de antena tenga su propio transceptor, lo que a su vez permite la progresión de la formación de haz analógico a la formación de haz digital. La formación de haces digital brinda la capacidad de rastrear múltiples haces a la vez desde una sola matriz. Los sistemas de arreglo en fase tienen una gran variedad de aplicaciones, ya sea para radares meteorológicos, aplicaciones EW o comunicaciones dirigidas. En muchas de estas aplicaciones, el impulso a frecuencias más altas es inevitable, ya que el entorno de la señal a frecuencias más bajas se vuelve más congestionado. En este artículo, estos desafíos se abordan utilizando una arquitectura altamente integrada basada en el transceptor AD9371 como receptor y transmisor de FI, lo que permite la eliminación de una etapa de FI completa y sus componentes asociados. Se incluye una comparación entre los sistemas tradicionales y esta arquitectura propuesta, así como ejemplos de cómo esta arquitectura se puede implementar a través de un proceso de diseño típico. Específicamente, el uso de un transceptor integrado permite una planificación avanzada de frecuencias que no está disponible en un transceptor de estilo superheterodino estándar. Descripción general de la arquitectura superheterodina La arquitectura superheterodina ha sido la arquitectura elegida durante muchos años debido al alto rendimiento que se puede lograr. Una arquitectura de receptor superheterodino generalmente consta de una o dos etapas de mezcla, que se alimentan a un convertidor de analógico a digital (ADC). En la Figura 1 se puede ver una arquitectura típica de transceptor superheterodino.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: // www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 'alt = 'Figura 1' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 1. Los superheterodinos tradicionales de bandas X y Ku reciben y transmiten cadenas de señales. La primera etapa de conversión convierte hacia arriba o hacia abajo las frecuencias de RF de entrada a un espectro fuera de banda. La frecuencia de la primera FI (frecuencia intermedia) depende de la planificación de frecuencia y derivación, así como del rendimiento del mezclador y de los filtros disponibles para el extremo frontal de RF. El primer IF luego se traduce a una frecuencia más baja que el ADC puede digitalizar. Aunque los ADC han logrado avances impresionantes en su capacidad para procesar anchos de banda más altos, su límite superior hoy es de alrededor de 2 GHz para un rendimiento óptimo. A frecuencias de entrada más altas, existen compensaciones en el rendimiento vs. frecuencia de entrada que debe tenerse en cuenta, así como el hecho de que las velocidades de entrada más altas requieren velocidades de reloj más altas, lo que aumenta la potencia. Además de los mezcladores, hay filtros, amplificadores y atenuadores de paso. El filtrado se utiliza para rechazar señales no deseadas fuera de banda (OOB). Si no se controlan, estas señales pueden crear señales falsas que caen sobre una señal deseada, lo que dificulta o imposibilita la demodulación. Los amplificadores establecen la figura de ruido y la ganancia del sistema, proporcionando la sensibilidad adecuada para recibir pequeñas señales, sin proporcionar tanto que el ADC se sobre sature. Una cosa adicional a tener en cuenta es que esta arquitectura requiere con frecuencia filtros de ondas acústicas de superficie (SAW) para cumplir con los estrictos requisitos de filtrado para el antialiasing en el ADC. Con los filtros SAW se obtiene una caída brusca para cumplir con estos requisitos. Sin embargo, también se introducen retrasos significativos y ondulaciones. En la Figura 2 se muestra un ejemplo de un plan de frecuencias de receptor superheterodino para la banda X. En este receptor, se desea recibir entre 8 GHz y 12 GHz con un ancho de banda de 200 MHz. El espectro deseado se mezcla con un oscilador local sintonizable (LO) para generar una FI a 5.4 GHz. El IF de 5.4 GHz luego se mezcla con un LO de 5 GHz para producir el IF final de 400 MHz. La FI final varía de 300 MHz a 500 MHz, que es un rango de frecuencia en el que muchos ADC pueden funcionar bien.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: // www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 'alt = 'Figura 2' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 2. Ejemplo de plan de frecuencias para un receptor de banda X. Especificaciones del receptor: lo que importa Aparte de las conocidas especificaciones de ganancia, figura de ruido y puntos de intercepción de tercer orden, algunas especificaciones típicas que influyen en la planificación de frecuencias para cualquier arquitectura de receptor incluyen el rechazo de imagen, el rechazo de FI, las señales falsas autogeneradas y la radiación LO. Espuelas de imagen: RF fuera de la banda de interés que se mezcla con LO para generar tono en IF. Espuelas de FI: RF en la frecuencia de FI que se cuela a través del filtrado antes del mezclador y se muestra como un tono en la FI. Radiación de LO: RF del LO que se escapa al conector de entrada de la cadena del receptor. La radiación LO proporciona un medio de detección, incluso en una operación de solo recepción (consulte la Figura 3).       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure3.png? w = 435 'alt =' Figura 3 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amperio; amperio; amperio; amperio; amperio; gt; Figura 3. LO Radiación que se filtra hacia atrás a través de la parte delantera. Espurio autogenerado: estímulo en FI que resulta de la mezcla de relojes u osciladores locales dentro del receptor. Las especificaciones de rechazo de imagen se aplican tanto a la primera como a la segunda etapa de mezcla. En una aplicación típica para las bandas X y Ku, la primera etapa de mezcla puede estar centrada alrededor de una FI alta en el rango de 5 GHz a 10 GHz. Aquí es deseable un IF alto, debido al hecho de que la imagen cae en Ftune + 2 × IF, como se muestra en la Figura 4. Entonces, cuanto mayor sea el IF, más lejos caerá la banda de imagen. Esta banda de imagen debe ser rechazada antes de golpear el primer mezclador, de lo contrario, la energía fuera de banda en este rango se mostrará como falsa en la primera FI. Ésta es una de las principales razones por las que se suelen utilizar dos etapas de mezcla. Si hubiera una sola etapa de mezcla, con la FI en los cientos de MHz, la frecuencia de la imagen sería muy difícil de rechazar en el extremo frontal del receptor.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ - / media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure4.png? w = 435 'alt =' Figura 4 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 4. Imágenes que se mezclan en IF. También existe una banda de imagen para el segundo mezclador al convertir el primer IF en el segundo IF. Como la segunda FI tiene una frecuencia más baja (desde unos pocos cientos de MHz hasta 2 GHz), los requisitos de filtrado del primer filtro de FI pueden variar bastante. Para una aplicación típica donde la segunda FI es de unos pocos cientos de MHz, el filtrado puede ser muy difícil con una primera FI de alta frecuencia, lo que requiere grandes filtros personalizados. Con frecuencia, este puede ser el filtro más difícil de diseñar del sistema, debido a la alta frecuencia y a los requisitos de rechazo típicamente estrechos. Además del rechazo de imágenes, los niveles de potencia LO que regresan del mezclador al conector de entrada de recepción deben filtrarse agresivamente. Esto asegura que no se pueda detectar al usuario debido a la energía irradiada. Para lograr eso, el LO debe colocarse bien fuera de la banda de paso de RF para garantizar que se pueda realizar un filtrado adecuado. Presentamos la arquitectura de alta FI La última oferta de transceptores integrados incluye el AD9371, un transceptor de conversión directa de 300 MHz a 6 GHz con dos canales de recepción y dos de transmisión. El ancho de banda de recepción y transmisión se puede ajustar desde 8 MHz hasta 100 MHz, y se puede configurar para operación dúplex por división de frecuencia (FDD) o dúplex por división de tiempo (TDD). La pieza está alojada en un paquete de 12 mm2 y consume ~ 3 W de energía en modo TDD, o ~ 5 W en modo FDD. Con el avance de las calibraciones de corrección de errores en cuadratura (QEC), se logra un rechazo de imagen de 75 dB a 80 dB.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/ - / media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure5.png? w = 435 'alt =' Figura 5 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 5. Diagrama de bloques del transceptor de conversión directa AD9371. El avance del rendimiento de los circuitos integrados de transceptores integrados ha abierto una nueva posibilidad. El AD9371 incorpora el segundo mezclador, el segundo filtro y amplificación de FI y ADC de atenuación variable, así como el filtrado digital y la diezma de la cadena de señal. En esta arquitectura, el AD9371, que tiene un rango de sintonía de 300 MHz a 6 GHz, se puede sintonizar a una frecuencia entre 3 GHz y 6 GHz y recibir la primera FI directamente (ver Figura 6). Con una ganancia de 16 dB, NF de 19 dB y OIP3 de 40 dBm a 5.5 GHz, el AD9371 está idealmente especificado como receptor de FI.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure6.png? w = 435 'alt =' Figura 6 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 6. Transceptor de banda X o Ku con AD9371 como receptor de FI. Con el uso del transceptor integrado como receptor de FI, ya no existe una preocupación por la imagen a través del segundo mezclador, como es el caso del receptor superheterodino. Esto puede reducir en gran medida el filtrado requerido en la primera tira de FI. Sin embargo, todavía debe haber algún filtrado para tener en cuenta los efectos de segundo orden en el transceptor. La primera banda de FI debería ahora proporcionar un filtrado al doble de la primera frecuencia de FI para anular estos efectos, una tarea mucho más sencilla que filtrar la segunda imagen y el segundo LO, que puede estar tan cerca como varios cientos de MHz. Por lo general, estos requisitos de filtrado se pueden abordar con filtros LTCC pequeños y de bajo costo disponibles en el mercado. Este diseño también proporciona un alto nivel de flexibilidad en el sistema y se puede reutilizar fácilmente para diferentes aplicaciones. Una forma en que se proporciona flexibilidad es en la selección de frecuencia de FI. Una regla general para la selección de FI es ponerlo en un rango de 1 GHz a 2 GHz más alto que el ancho de banda del espectro deseado a través del filtrado de front-end. Por ejemplo, si el diseñador desea 4 GHz de ancho de banda de espectro de 17 GHz a 21 GHz a través del filtro frontal, la FI se puede colocar a una frecuencia de 5 GHz (1 GHz por encima del ancho de banda deseado de 4 GHz). Esto permite un filtrado realizable en la parte delantera. Si solo se desean 2 GHz de ancho de banda, se podría usar una FI de 3 GHz. Además, debido a la naturaleza definible por software del AD9371, es fácil cambiar el IF sobre la marcha para aplicaciones de radio cognitiva, donde se pueden evitar las señales de bloqueo a medida que se detectan. El ancho de banda fácilmente ajustable del AD9371 de 8 MHz a 100 MHz permite evitar interferencias cerca de la señal de interés. Con el alto nivel de integración en la arquitectura de alta FI, terminamos con una cadena de señal del receptor que ocupa aproximadamente el 50% del espacio requerido para un superheterodino equivalente, mientras que disminuye el consumo de energía en un 30%. Además, la arquitectura de alta FI es un receptor más flexible que la arquitectura superheterodina. Esta arquitectura es un habilitador para mercados de bajo SWaP donde se desea un tamaño pequeño sin pérdida de rendimiento. Planificación de la frecuencia del receptor con la arquitectura de alta FI Una de las ventajas de la arquitectura de alta FI es la capacidad de sintonizar la FI. Esto puede ser particularmente ventajoso cuando se intenta crear un plan de frecuencia que evite cualquier interferencia. Puede producirse un estímulo de interferencia cuando la señal recibida se mezcla con el LO en el mezclador y genera un estímulo m × n que no es el tono deseado dentro de la banda de FI. El mezclador genera señales de salida y espuelas de acuerdo con la ecuación m × RF ± n × LO, donde myn son números enteros. La señal recibida crea un impulso m × n que puede caer en la banda de FI y, en ciertos casos, el tono deseado puede causar un impulso de cruce en una frecuencia particular. Por ejemplo, si observamos un sistema diseñado para recibir de 12 GHz a 16 GHz con una FI a 5.1 GHz, como en la Figura 7, las frecuencias de imagen m × n que provocan la aparición de un espolón en banda se pueden encontrar con la siguiente ecuación : & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure7.png? w = 435 'alt =' Figura 7 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; amp; amp; gt; Figura 7. Receptor y transmisor de 12 GHz a 16 GHz con arquitectura de alta FI. En esta ecuación, RF son las frecuencias de RF en la entrada del mezclador, que hacen que un tono caiga en la FI. Usemos un ejemplo para ilustrar. Si el receptor está sintonizado a 13 GHz, eso significa que la frecuencia LO está en 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Reemplazando estos valores en la ecuación anterior y permitiendo que myn varíen de 0 a 3, obtenemos la siguiente ecuación para RF: Los resultados están en la siguiente tabla: Tabla 1. M × N Tabla espuria para 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 En la tabla, la primera fila / cuarta columna muestra la señal de 13 GHz deseada, que es el resultado de un producto 1 × 1 en el mezclador. La quinta columna / cuarta fila y la octava columna / tercera fila muestran frecuencias en banda potencialmente problemáticas que pueden aparecer como espuelas en la banda. Por ejemplo, una señal de 15.55 GHz está dentro del rango deseado de 12 GHz a 16 GHz. Un tono a 15.55 GHz en la entrada se mezcla con el LO, para generar un tono de 5.1 GHz (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). Las otras filas (2, 3, 4, 6, 7 y 9) también pueden plantear un problema, pero debido a que están fuera de banda, pueden ser filtradas por el filtro de paso de banda de entrada. El nivel del espolón depende de varios factores. El factor principal es el rendimiento del mezclador. Dado que un mezclador es inherentemente un dispositivo no lineal, existen muchos armónicos generados dentro de la parte. Dependiendo de qué tan bien coincidan los diodos dentro del mezclador y qué tan bien el mezclador esté optimizado para un rendimiento espurio, se determinarán los niveles en la salida. Por lo general, en la hoja de datos se incluye un gráfico de derivaciones del mezclador que puede ayudar a determinar estos niveles. En la Tabla 2 se muestra un ejemplo de un diagrama de derivación del mezclador para el HMC773ALC3B. El gráfico especifica el nivel de dBc de las espuelas en relación con el tono 1 × 1 deseado. Tabla 2. Tabla de derivaciones del mezclador para HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Con este diagrama de derivaciones, junto con una extensión del análisis que se realizó en la Tabla 1, podemos generar una imagen completa de qué tonos de imagen m × n pueden interferir con nuestro receptor y en qué nivel. Se puede generar una hoja de cálculo con un resultado similar al que se muestra en la Figura 8.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure8.png? w = 435 'alt =' Figura 8 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 8. Imágenes m × n para receptores de 12 GHz a 16 GHz. En la Figura 8, la parte azul muestra el ancho de banda deseado. Las líneas muestran diferentes imágenes m × n y sus niveles. A partir de esta tabla, es fácil ver qué requisitos de filtrado se necesitan antes del mezclador para cumplir con los requisitos de interferencia. En este caso, hay varias espuelas de imagen que caen en banda y no se pueden filtrar. Ahora veremos cómo la flexibilidad de la arquitectura de alta FI nos permite evitar algunos de estos espolones, que es algo que la arquitectura superheterodina no se puede permitir. Evitar interferencias en el modo de receptor El cuadro de la Figura 9 muestra un plan de frecuencia similar que varía de 8 GHz a 12 GHz, con una FI predeterminada de 5.1 GHz. Este gráfico ofrece una vista diferente de las espuelas del mezclador, mostrando la frecuencia de sintonización central vs. frecuencia de imagen m × n, a diferencia del nivel de estimulación como se mostró anteriormente. La línea diagonal 1: 1 en negrita en este gráfico muestra el espolón 1 × 1 deseado. Las otras líneas del gráfico representan las m × n imágenes. En el lado izquierdo de esta figura hay una representación sin flexibilidad en el ajuste de FI. La FI se fija en 5.1 GHz en este caso. Con una frecuencia de sintonización de 10.2 GHz, un estímulo de imagen de 2 × 1 cruza la señal deseada. Esto significa que si está sintonizado a 10.2 GHz, es muy probable que una señal cercana pueda bloquear la recepción de la señal de interés. El gráfico de la derecha muestra una solución a este problema con un ajuste de FI flexible. En este caso, la FI cambia de 5.1 GHz a 4.1 GHz cerca de 9.2 GHz. Esto evita que se produzca el estímulo de cruce.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure9.png? w = 435 'alt =' Figura 9 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 9. Espuela de cruce m × n sin flexibilidad de FI (arriba) y evitando el cruce con sintonía de FI (abajo). Este es solo un ejemplo simple de cómo se pueden evitar las señales de bloqueo con la arquitectura de alta FI. Cuando se combina con algoritmos inteligentes para determinar la interferencia y calcular nuevas frecuencias de FI potenciales, hay muchas formas posibles de hacer un receptor que pueda adaptarse a cualquier entorno espectral. Es tan simple como determinar un IF adecuado dentro de un rango dado (típicamente de 3 GHz a 6 GHz), luego recalcular y programar el LO basado en esa frecuencia. Planificación de la frecuencia del transmisor con la arquitectura de alta FI Al igual que con la planificación de la frecuencia de recepción, es posible aprovechar la naturaleza flexible de la arquitectura de alta FI para mejorar el rendimiento espurio del transmisor. Mientras que en el lado del receptor, el contenido de frecuencia es algo impredecible. En el lado de la transmisión, es más fácil predecir los espurios en la salida del transmisor. Este contenido de RF se puede predecir con la siguiente ecuación: Cuando el IF está predefinido y determinado por la frecuencia de sintonización del AD9371, el LO está determinado por la frecuencia de salida deseada. En el lado de transmisión se puede generar un gráfico de mezcla similar al que se hizo para el canal del receptor. En la Figura 10 se muestra un ejemplo. En esta tabla, los espolones más grandes son la imagen y las frecuencias LO, que se pueden filtrar a los niveles deseados con un filtro de paso de banda después del mezclador. En los sistemas FDD donde la salida espúrea puede desensibilizar un receptor cercano, las derivaciones en banda pueden ser problemáticas y aquí es donde la flexibilidad de la sintonización de FI puede resultar útil. En el ejemplo de la Figura 10, si se utiliza una FI estática de 5.1 GHz, existirá una derivación de cruce en la salida del transmisor, que estará cerca de 15.2 GHz. Ajustando la FI a 4.3 GHz a una frecuencia de sintonía de 14 GHz, se puede evitar el impulso de cruce. Esto se muestra en la Figura 11.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure10.png? w = 435 'alt =' Figura 10 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 10. Salida falsa sin filtrado.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure11.png? w = 435 'alt =' Figura 11 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 11. La FI estática provoca una derivación cruzada (arriba), la sintonización de FI para evitar una derivación cruzada (abajo). Ejemplo de diseño: sistema FDD de banda ancha Para mostrar el rendimiento que se puede lograr con esta arquitectura, se creó un prototipo de sistema FDD de receptor y transmisor con componentes de dispositivos analógicos disponibles en el mercado y se configuró para un funcionamiento de 12 GHz a 16 GHz en la banda de recepción. y funcionamiento de 8 GHz a 12 GHz en la banda de transmisión. Se utilizó una FI de 5.1 GHz para recopilar datos de rendimiento. El LO se estableció en un rango de 17.1 GHz a 21.1 GHz para el canal de recepción y de 13.1 GHz a 17.1 GHz para el canal de transmisión. El diagrama de bloques del prototipo se muestra en la Figura 12. En este diagrama, la placa convertidora X y Ku se muestra a la izquierda y la tarjeta de evaluación AD9371 se muestra a la derecha.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure12.png? w = 435 'alt =' Figura 12 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 12. Diagrama de bloques para el sistema prototipo de transmisor y receptor de banda X y Ku FDD. Los datos de ganancia, figura de ruido e IIP3 se recopilaron en el convertidor descendente de recepción y se muestran en la Figura 13 (arriba). En general, la ganancia fue de ~ 20 dB, NF fue de ~ 6 dB y IIP3 fue de ~ -2 dBm. Se podría lograr una nivelación de ganancia adicional con el uso de un ecualizador, o se podría realizar una calibración de ganancia utilizando el atenuador variable en el AD9371.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ media / analog / es / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure13.png? w = 435 'alt =' Figura 13 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Figura 13. Datos del receptor de banda Ku (arriba), datos del transmisor de banda X (abajo). También se midió el convertidor ascendente de transmisión, registrando su ganancia, 0 P1dB y OIP3. Estos datos se trazan a través de la frecuencia en la Figura 13 (parte inferior). La ganancia es ~ 27 dB, P1 dB ~ 22 dBm y OIP3 ~ 32 dBm. Cuando esta placa se acopla con el transceptor integrado, las especificaciones generales para recibir y transmitir son las que se muestran en la Tabla 3. Tabla 3. Tabla de rendimiento general del sistema Rx, 12 GHz a 16 GHz Tx, 8 GHz a 12 GHz Ganancia 36 dB Potencia de salida 23 dBm Figura de ruido 6.8 dB Nivel de ruido –132 dBc / Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, máx. (Sin AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm En banda m × n –60 dBc Espuelas en banda –70 dBc Potencia 3.4 W Potencia 4.2 W En general, el rendimiento del receptor está en línea con una arquitectura superheterodina, mientras que la potencia se reduce considerablemente . Un diseño superheterodino equivalente consumiría más de 5 W para la cadena del receptor. Además, la placa prototipo se fabricó sin una prioridad para disminuir el tamaño. Con técnicas adecuadas de diseño de PCB, además de integrar el AD9371 en el mismo PCB que el convertidor descendente, el tamaño total de una solución que utiliza esta arquitectura podría condensarse a solo 4 a 6 pulgadas cuadradas. Esto muestra ahorros de tamaño significativos con respecto a una solución superheterodina equivalente, que estaría más cerca de 8 a 10 pulgadas cuadradas.

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